Варистор инвертор

Ключевые слова: математическое моделирование, комбинированный преобразователь, коммутационная функция. При проектировании любого сложного устройства в современном мире обязательным условием является его изучение со всех сторон, анализ работы в различных режимах.

Исследование динамики замкнутых систем регулирования ключевого типа заключается в их описании нелинейными уравнениями кусочно-непрерывного типа для дальнейшего применения бифуркационного подхода в анализе динамических режимов. Поэтому получение достоверной математической модели преобразователя является актуальной варистор инвертор, результатом решения которой будет получение границ его устойчивой работы в зависимости от входных параметров и параметров силовой части.

Данный преобразователь обеспечивает одинаковую варистор инвертор входного и выходного напряжения с возможностью получения выходного напряжения как больше входного, так и меньше при меньших потерях на элементах и номиналов токов через ключи и диоды, в сравнении с импульсными преобразователями с разделительным конденсатором [1]. Схема замещения рассматриваемого комбинированного преобразователя представлена на рис.

Структурная схема комбинированного преобразователя со стабилизацией выходного напряжения На рис.

1 приняты следующие обозначения: ивх - входной источник ЭДС; Явх - сопротивление входного источника; К1, К2 - силовые коммутационные элементы; ¥01, ¥02 - силовые диоды; Я1 -сопротивление обмоток дросселя; і - индуктивность дросселя; С - емкость выходного фильтра; Ян - сопротивление нагрузки; в - коэффициент передачи датчика обратной связи по выходному напряжению; иУ - управляющее напряжение; а - коэффициент усиления пропорционального звена; ирі(?), Цр2(?) - развертывающее напряжение (пилообразное), формируемое ГРН1, ГРН2 - генераторами развертывающего напряжения; ^1(Цс. Система управления для данного преобразователя представляет собой структуру с отдельными контурами управления для ключей понижающего и повышающего преобразователя [1]. При построении математической модели силовой части преобразователя принимались следующие допущения.

Входной источник является идеальным источником напряжения, а его сопротивление задается последовательно соединенным резистором; дроссель представлен в виде индуктивности с последовательно соединенным сопротивлением, которое также учитывает сопротивление монтажа и потери на других элементах.

В математической модели, построенной по схеме замещения (см.

1), принято нулевое время переключения силовых коммутационных элементов с двумя возможными состояниями (включен, выключен). Длительность фронта переключения много меньше длительности управляющего импульса, что с учетом частоты коммутации 50 кГц позволяет нам сделать такое допущение для математической модели.

Корректирующее устройство выполнено на базе идеальных компонентов. Математическая модель комбинированного преобразователя напряжения.

Математическая модель данного преобразователя представляет собой систему дифференциальных уравнений, построенных в базисе коммутационно-разрывных функций [2]. Математическая модель комбинированного преобразователя может быть записана в виде обыкновенных дифференциальных уравнений с переменными матрицами состояний А и В для каждого из возможных состояний схемы, зависящей от коммутационных функций KF (,) : —=А(^ (£,))• XБ(^ (О). (1) Здесь X - вектор переменных состояний, X = UC> - ток в дросселе и напряжение на выход- ном конденсаторе. Управляющие импульсы напряжения KF для каждого из ключей К1, К2 формируются блоком импульсного модулятора по закону ^ (О=-2[1 *1§пО, (2) где функции обратной связи (X,?), i = 1,2, служащие аргументом коммутационной функции Кт £1) и KF2 (^2) для соответствующего ключа (рис.

2), строятся как разность сигнала ошибки а -(и у — вис) и развертывающего напряжения: (ис,?) = а -(иу —в-ис)—ир; (?), i = 1,2.

(3) Развертывающее напряжение каждой зоны формируется по следующему закону: ир; (?) = ирт—Е1 ^-| стабилизатор малое падение напряжения ; = 1,2, (4) где ирт - амплитудное значение развертывающего напряжения; т - период квантования ШИМ; Е\ - целочисленная функция Антье; ио; - отклонение развертывающего напряжения каждой зоны. В системе управления применена многозонная модуляция для управления ключами К1, К2 с условием, что ключ повышающего преобразователя может переходить в замкнутое состояние только при условии того, что ключ понижающего преобразователя находится в замкнутом состоянии. А также учитывается, что коммутационные функции могут принимать единичное значение только в начале тактового интервала преобразователь напряжения для дома (см. На данном этапе исследования принято, что преобразователь работает в режиме непрерывных токов и коммутационные функции формируются для двух элементов К1 и К2, состояние же диодов ¥01, ¥02 противофазно коммутационным функциям соответствующих ключей.

Мотокультиваторы в оби

Учитывая изложенные выше принципы формирования импульсной бензинового двигателя champion варистор инвертор, исходная задача (1) по поиску вектора состояний X для силовой части на к-м тактовом интервале [(к — 1)т, кт] распадается на три интервала линейности. Теоретически же для схемы с четырьмя коммутационными элементами (и=4) возможно 16 различных состояний, и в ходе анализа схемы преобразователя были получены матрицы А и В для всех этих состояний, но в данной работе приводятся только те три состояния, которые определяются принципами (5). Формирование коммутационных функций ключей К1, К2 (5) Состояния ключей К1, К2 в зависимости от коммутационных функций (X. ), ; = 1,2 опреде- ляются принципами формирования импульсной последовательности [3]: 1. Если функция обратной связи для ключа К1 положительная (сигнал ошибки выше функции соответствующего развертывающего напряжения) ^1 автомобильные инвертор тока (X. и варистор инвертор обратной связи ключа К2 также больше нуля ^ (X.

) 0, то состояния коммутационных функций: Кр1 = 0. Если функция обратной связи первого ключа меньше нуля ^ (X.

а функция обратной связи второго ключа больше нуля, ^ (X. Если функция обратной связи для второго ключа становится меньше нуля ^2 (X. ) 0 (при функции обратной связи для первого ключа тоже меньше нуля ^1 (X. Решение задачи (1)-(5) ввиду кусочной линейности матриц А и Б может быть найдено аналитически путем интегрирования системы ОДУ (1) на варистор инвертор линейности. Искомое решение на каждом интервале линейности при начальных условиях X ((к — 1) т) = Xk_ 1, где к - номер тактового периода ШИМ, может быть записано в виде X(t) = е = еА-Нк-1» - (X к—1А—1Б ) — А Б, (6) А-(?—(к—1)г) а \ V / / __________ ■ где е 4 ’ ’ - экспоненциальная матрица. Рассмотрим более подробно решение задачи X на интервалах линейности матриц А и Б в зависимости от состояния коммутационных элементов. Ключ понижающего преобразователя замкнут, а ключ повышающего преобразователя разомкнут (Кр1 = 1, Кр 2 = 0).

Определение состояний ключей происходит в начале каждого тактового интервала. Вся энергия с входа преобразователя передается на его выход, при этом происходит накопление энергии в дросселе Ь, а также в выходном конденсаторе С.

Силовая цепь работает в режиме понижающего преобразователя (рис. Выходное напряжение поддерживается за счет энергии, накопленной в выходном конденсаторе С и дросселе Ь (рис. В данном состоянии ключи К1 и К2 находятся в замкнутом состоянии, благодаря чему в дросселе Ь накапливается значительная энергия.

Напряжение на выходе преобразователя поддерживается за счет энергии, накопленной в выходном конденсаторе С (рис.

Преобразователь работает в качестве повышающего преобразователя. (9) (10) Выражение (10) является стробоскопическим отображением вида Xk = Р (к—1.

к ) и, продолжая выполнять подстановки, общее выражение в виде вх Хк ?Ь ^. (11) Выражение (11) в дальнейшем будет использовано для исследований поиска да-цикловых режимов работы преобразователя. Построенная математическая модель позволила получить зависимость напряжения на выходе и тока в дросселе как функцию от входных и выходных параметров преобразователя (моделирование проведено в математическом пакете МаґІаЬ варистор инвертор) и провести их сравнение с результатами полученными в симуляционном пакете моделирования электрических схем ІТБрієе IV. При проведении вычислительных экспериментов приняты следующие параметры модели: Явх = 3 Ом; і = 10 мГн; С = 5000 мкФ; Я1 = 10 мОм; иоп = 6.3 В; ирт = 1,5 В; и02 = 0,116 В; а = 1,5; в = 1; т = 0,00005 с. Параметры ивх и Явх являются варьируемыми величинами. В результате исследований были получены зависимости выходного напряжения и тока дросселя преобразователя с активной нагрузкой рис. Ток в дросселе, результат математического моделирования в Ма?ЬаЬ: а - процесс установления; б - установившийся режим Полученные результаты математического моделирования (см.

6, 7) позволили оценить коэффициенты пульсаций для тока в дросселе Кп ( ) и напряжения на конденсаторе Кп (Цс ) для активной нагрузки: КП (Цс ) = -100% « 0,6 -10—6%, КП (1Ь ) = -100% «1,9% . Используя такие же параметры и входные данные, что и при математическом моделировании, в программном имитационном комплексе ЬТБрже были построены зависимости напряжения на выходе преобразователя (см. 7 Напряжение на конденсаторе, результат математического моделирования в МаґІаЬ: а - процесс установления; б - установившийся режим Рис. Ток в дросселе, результат имитационного моделирования в ЬТ8р1ев: а - процесс установления; б - установившийся режим Рис. Напряжение на конденсаторе, результат имитационного моделирования в ЬТ8рісє\ а - процесс установления; б - установившийся режим Рассчитанные в имитационном комплексе ЬТБрюв выходные значения напряжения и тока дросселя для модели с активной нагрузкой позволили определить коэффициент пульсаций для тока в дросселе КП (1Ь ) и напряжения на конденсаторе КП (ис ) для активной нагрузки: КП (ис) = • 100% я 0,14 • 10-3%, КП (!ь ) = ^ • 100% я 0,46% ис 1Ь В результате можно видеть, что пульсации напряжения КП (ис ). полученные при математическом и имитационном моделировании, составляют менее 0,01%, а варистор инвертор тока дросселя КП () - не более 2%.

Полученные результаты для комбинированного преобразователя с активной нагрузкой при математическом моделировании (в пакете ЫмЬаЬ) качественно совпали с результатами моделирования в программе ЬТ8р1ев, что подтверждает правильность полученной математической модели, ее адекватность и применимость для дальнейших инвертор fubag in206 исследований.

Нелинейная динамика полупроводниковых варистор инвертор / А.В. Оценка нелинейных динамических свойств полупроводниковых преобразователей с дозированием энергии по коэффициентам пульсаций тока и напряжения / К.В. Функционирование импульсно-модуляционных преобразователей в зонах мультистабильности // Доклады ТУСУРа.

Карта